طراحی نوسان ساز مبتنی بر حالت فعلی برای تقویت کننده های قدرت صوتی کلاس D: 6 مرحله

2024 نویسنده: John Day | [email protected]. آخرین اصلاح شده: 2024-01-30 08:51

در سال های اخیر ، تقویت کننده های قدرت صوتی کلاس D به دلیل کارآیی بالا و مصرف کم انرژی ، به عنوان راه حل ترجیحی برای سیستم های صوتی قابل حمل مانند MP3 و تلفن های همراه تبدیل شده اند. نوسان ساز بخش مهمی از تقویت کننده صوتی کلاس D است. نوسان ساز تأثیر مهمی بر کیفیت صدای تقویت کننده ، کارایی تراشه ، تداخل الکترومغناطیسی و سایر شاخص ها دارد. برای این منظور ، این مقاله یک مدار نوسان ساز با جریان کنترل شده برای تقویت کننده های قدرت D طراحی می کند. ماژول بر اساس حالت فعلی است و عمدتا دو عملکرد را اجرا می کند: یکی این است که یک سیگنال موج مثلثی ارائه دهد که دامنه آن متناسب با ولتاژ منبع تغذیه است. دیگری ارائه سیگنال موج مربعی است که فرکانس آن تقریباً مستقل از ولتاژ منبع تغذیه است و نسبت وظیفه سیگنال موج مربعی 50 است.

مرحله 1: اصل نوسان ساز حالت فعلی

اصل کار نوسان ساز کنترل شارژ و تخلیه خازن توسط منبع فعلی از طریق لوله سوئیچ MOS برای تولید سیگنال موج مثلثی است. بلوک دیاگرام نوسان ساز مبتنی بر حالت معمولی در شکل 1 نشان داده شده است.

طراحی نوسان ساز مبتنی بر حالت فعلی برای تقویت کننده های قدرت صوتی کلاس D

در شکل 1 ، R1 ، R2 ، R3 و R4 با تقسیم ولتاژ منبع تغذیه ولتاژهای آستانه VH ، VL و ولتاژ مرجع Vref را ایجاد می کنند. سپس ولتاژ مرجع از طریق ساختار LDO تقویت کننده های OPA و MN1 عبور می کند تا یک Iref جریان مرجع متناسب با ولتاژ منبع تولید کند. بنابراین وجود دارد:

MP1 ، MP2 و MP3 در این سیستم می توانند یک منبع جریان آینه ای برای تولید جریان شارژ IB1 تشکیل دهند. منبع جریان آینه متشکل از MP1 ، MP2 ، MN2 و MN3 جریان تخلیه IB2 را ایجاد می کند. فرض بر این است که MP1 ، MP2 و MP3 نسبت عرض به طول برابر و MN2 و MN3 نسبت عرض به طول برابر دارند. سپس وجود دارد:

هنگامی که نوسان ساز کار می کند ، در مرحله شارژ t1 ، CLK = 1 ، لوله MP3 خازن را با جریان ثابت IB1 شارژ می کند. پس از آن ، ولتاژ در نقطه A به صورت خطی افزایش می یابد. وقتی ولتاژ در نقطه A بیشتر از VH باشد ، ولتاژ خروجی cmp1 به صفر می رسد. ماژول کنترل منطق عمدتا از فلیپ فلاپ های RS تشکیل شده است. هنگامی که خروجی cmp1 0 است ، ترمینال خروجی CLK به سطح پایین برعکس می شود و CLK یک سطح بالا است. نوسان ساز وارد فاز تخلیه t2 می شود ، در این هنگام خازن C با جریان ثابت IB2 شروع به تخلیه می کند و باعث افت ولتاژ در نقطه A می شود. هنگامی که ولتاژ به زیر VL کاهش می یابد ، ولتاژ خروجی cmp2 صفر می شود. فلیپ فلاپ RS تلنگر می خورد ، CLK بالا می رود و CLK پایین می رود و یک دوره شارژ و تخلیه را تکمیل می کند. از آنجا که IB1 و IB2 برابر هستند ، زمان شارژ و تخلیه خازن برابر است. شیب لبه صعودی موج مثلثی نقطه A برابر مقدار مطلق شیب لبه در حال سقوط است. بنابراین ، سیگنال CLK یک سیگنال موج مربعی با نسبت وظیفه 50 است.

فرکانس خروجی این نوسان ساز مستقل از ولتاژ تغذیه است و دامنه موج مثلثی متناسب با ولتاژ تغذیه است.

مرحله 2: اجرای مدار نوسان ساز

طرح مدار نوسان ساز طراحی شده در این مقاله در شکل 2 نشان داده شده است. مدار به سه قسمت تقسیم می شود: یک مدار تولید ولتاژ آستانه ، یک مدار تولید جریان شارژ و تخلیه و یک مدار کنترل منطقی.

طراحی نوسان ساز مبتنی بر حالت فعلی برای تقویت کننده های قدرت صوتی کلاس D مدار پیاده سازی نوسان ساز شکل 2

2.1 واحد تولید ولتاژ آستانه

بخش تولید ولتاژ آستانه ممکن است توسط MN1 و چهار مقاومت تقسیم کننده ولتاژ R1 ، R2 ، R3 و R4 با مقادیر مقاومت برابر تشکیل شود. ترانزیستور MOS MN1 در اینجا به عنوان ترانزیستور سوئیچینگ استفاده می شود. وقتی هیچ سیگنال صوتی وارد نمی شود ، تراشه پایانه CTRL را پایین تنظیم می کند ، VH و VL هر دو 0V هستند و نوسان ساز برای کاهش مصرف برق استاتیک تراشه کار نمی کند. هنگامی که یک سیگنال ورودی وجود دارد ، CTRL کم است ، VH = 3Vdd/4 ، VL = Vdd/4. با توجه به فرکانس بالای عملکرد مقایسه کننده ، اگر نقطه B و C به طور مستقیم به ورودی مقایسه کننده متصل شوند ، ممکن است تداخل الکترومغناطیسی از طریق خازن انگلی ترانزیستور MOS در ولتاژ آستانه ایجاد شود. بنابراین ، این مدار نقطه B و نقطه C را به بافر متصل می کند. شبیه سازی مدار نشان می دهد که استفاده از بافرها می تواند به طور موثری تداخل الکترومغناطیسی را جدا کرده و ولتاژ آستانه را تثبیت کند.

2.2 ایجاد جریان شارژ و تخلیه

جریان متناسب با ولتاژ منبع تغذیه می تواند توسط OPA ، MN2 و R5 ایجاد شود. از آنجا که سود OPA زیاد است ، اختلاف ولتاژ بین Vref و V5 ناچیز است. با توجه به اثر تعدیل کانال ، جریان MP11 و MN10 تحت تأثیر ولتاژ تخلیه منبع قرار می گیرد. بنابراین ، جریان تخلیه شارژ خازن دیگر با ولتاژ منبع خطی نیست. در این طرح ، آینه فعلی از ساختار کاسکد برای تثبیت ولتاژ منبع تخلیه MP11 و MN10 و کاهش حساسیت به ولتاژ منبع تغذیه استفاده می کند. از دیدگاه AC ، ساختار کاسکد مقاومت خروجی منبع فعلی (لایه) را افزایش می دهد و خطای جریان خروجی را کاهش می دهد. از MN3 ، MN4 و MP5 برای ایجاد ولتاژ بایاس برای MP12 استفاده می شود. MP8 ، MP10 ، MN6 می توانند ولتاژ بایاس را برای MN9 تأمین کنند.

2.3 بخش کنترل منطق

CLK و CLK خروجی فلیپ فلاپ سیگنالهای موج مربعی با فازهای مخالف هستند که می توان از آنها برای کنترل باز و بسته شدن MP13 ، MN11 و MP14 ، MN12 استفاده کرد. MP14 و MN11 به عنوان ترانزیستورهای سوئیچینگ عمل می کنند که در شکل 1 به عنوان SW1 و SW2 عمل می کنند. MN12 و MP13 به عنوان لوله های کمکی عمل می کنند که وظیفه اصلی آنها کاهش لبه های بار و جریان تخلیه و از بین بردن پدیده شلیک تیز امواج مثلثی است. به پدیده شلیک تیز عمدتاً ناشی از اثر تزریق شارژ کانال زمانی است که ترانزیستور MOS در حالت انتقال است.

با فرض حذف MN12 و MP13 ، وقتی CLK از 0 به 1 می رسد ، MP14 به حالت خاموش تبدیل می شود و منبع فعلی متشکل از MP11 و MP12 مجبور می شود از ناحیه اشباع به صورت لحظه ای وارد منطقه عمیق خطی شود و MP11 ، MP12 ، MP13 هستند شارژ کانال در زمان بسیار کوتاهی کشیده می شود ، که باعث ایجاد یک جریان قطعی بزرگ می شود و باعث افزایش ولتاژ در نقطه A می شود. در همان زمان ، MN11 از حالت خاموش به حالت روشن می رود و لایه های فعلی متشکل از MN10 و MN9 از ناحیه عمیق خطی به ناحیه اشباع می روند. ظرفیت کانال این سه لوله در مدت زمان کوتاهی شارژ می شود که این نیز باعث ایجاد جریان Burr و افزایش ولتاژ می شود. به طور مشابه ، اگر لوله کمکی MN12 برداشته شود ، MN11 ، MN10 و MN9 نیز هنگام پرش CLK ، یک جریان بزرگ اشکال و یک ولتاژ جهش ایجاد می کنند. اگرچه MP13 و MP14 نسبت عرض به طول یکسانی دارند ، اما سطح دروازه مخالف است ، بنابراین MP13 و MP14 به طور متناوب روشن می شوند. MP13 دو نقش اصلی در حذف ولتاژ سنبله ایفا می کند. ابتدا اطمینان حاصل کنید که MP11 و MP12 در کل چرخه در ناحیه اشباع کار می کنند تا از تداوم جریان اطمینان حاصل شود و از ولتاژ شلیک تیز ناشی از آینه فعلی جلوگیری شود. دوم ، MP13 و MP14 را لوله مکمل تشکیل دهید. بنابراین ، در لحظه تغییر ولتاژ CLK ، ظرفیت کانال یک لوله شارژ می شود و ظرفیت کانال لوله دیگر تخلیه می شود و بارهای مثبت و منفی یکدیگر را خنثی می کنند ، در نتیجه جریان خرابی را تا حد زیادی کاهش می دهد. به طور مشابه ، معرفی MN12 نیز همین نقش را ایفا خواهد کرد.

2.4 استفاده از فناوری تعمیر

پارامترهای دسته های مختلف لوله های MOS بین ویفرها متفاوت است. تحت زوایای مختلف فرآیند ، ضخامت لایه اکسید لوله MOS نیز متفاوت خواهد بود و Cox مربوطه نیز بر همین اساس تغییر می کند و باعث تغییر جریان بار و تخلیه می شود و باعث تغییر فرکانس خروجی نوسان ساز می شود. در طراحی مدار مجتمع ، از فن آوری پیرایش عمدتا برای اصلاح شبکه مقاومت و مقاومت (یا شبکه خازن) استفاده می شود. از شبکه های مقاومت مختلف می توان برای افزایش یا کاهش مقاومت (یا خازن) برای طراحی شبکه های مختلف مقاومت (یا شبکه های خازنی) استفاده کرد. جریانهای شارژ و تخلیه IB1 و IB2 عمدتا توسط Iref فعلی تعیین می شود. و Iref = Vdd/2R5. بنابراین ، این طرح برش مقاومت R5 را انتخاب می کند. شبکه پیرایش در شکل 3 نشان داده شده است. در شکل ، همه مقاومتها مساوی هستند. در این طرح ، مقاومت R5 45kΩ است. R5 به صورت سری توسط ده مقاومت کوچک با مقاومت 4.5kΩ به هم متصل می شود. اتصال سیم بین دو نقطه A و B می تواند مقاومت R5 را 2.5 increase افزایش دهد و ترکیب سیم بین B و C می تواند مقاومت را 1.25 increase افزایش دهد ، بین A ، B و B ، C. فیوزها همه سوخته اند ، که مقاومت را 3.75 increases افزایش می دهد. نقطه ضعف این روش پیرایش این است که تنها می تواند مقدار مقاومت را افزایش دهد ، اما نه مقاومت کوچک.

شکل 3 ساختار شبکه تعمیر مقاومتی

مرحله 3: تجزیه و تحلیل نتایج شبیه سازی

این طرح را می توان در فرایند CMOS 0.5μm CSMC پیاده سازی کرد و با ابزار Spectre شبیه سازی شد.

3.1 بهبود موج مثلثی توسط لوله سوئیچینگ مکمل

شکل 4 یک نمودار کلی است که بهبود موج مثلثی توسط لوله سوئیچ مکمل را نشان می دهد. از شکل 4 مشاهده می شود که شکل موج MP13 و MN12 در این طرح هنگام تغییر شیب قله مشخصی ندارند و پدیده تیز شدن شکل موج پس از افزودن لوله کمکی از بین می رود.

شکل 4 شکل موج بهبود یافته لوله سوییچ مکمل به موج مثلثی

3.2 تأثیر ولتاژ و دما منبع تغذیه

در شکل 5 مشاهده می شود که با تغییر ولتاژ منبع تغذیه از 3 ولت به 5 ولت ، فرکانس نوسان ساز به 1.86 درصد تغییر می کند. هنگامی که دما از -40 درجه سانتیگراد به 120 درجه سانتی گراد تغییر می کند ، فرکانس نوسان ساز 1.93 changes تغییر می کند. ملاحظه می شود که وقتی دما و ولتاژ منبع تغذیه بسیار متفاوت است ، فرکانس خروجی نوسان ساز می تواند ثابت بماند ، بنابراین می توان عملکرد عادی تراشه را تضمین کرد.

شکل 5 تأثیر ولتاژ و دما بر فرکانس

مرحله 4: نتیجه گیری

این مقاله یک نوسان ساز کنترل شده برای تقویت کننده های قدرت صوتی کلاس D را طراحی می کند. به طور معمول ، این نوسان ساز می تواند سیگنال های موج مربعی و مثلثی با فرکانس 250 کیلوهرتز را خروجی دهد. علاوه بر این ، فرکانس خروجی نوسان ساز می تواند زمانی ثابت باقی بماند که دما و ولتاژ منبع تغذیه بسیار متفاوت باشد. علاوه بر این ، ولتاژ سنبله را می توان با افزودن ترانزیستورهای سوئیچ مکمل حذف کرد. با معرفی تکنیک پیرایش شبکه مقاومت ، می توان فرکانس خروجی دقیقی را در صورت وجود تغییرات فرایند بدست آورد. در حال حاضر ، این نوسان ساز در تقویت کننده صوتی کلاس D استفاده می شود.