اینورتر Grid Tie: 10 مرحله (همراه با تصاویر)

2024 نویسنده: John Day | [email protected]. آخرین اصلاح شده: 2024-01-30 08:53

این یک پروژه گوشتی است بنابراین دست و پنجه نرم کنید!

اینورتر کراوات شبکه شما را قادر می سازد تا برق را به پریز برق وارد کنید که این یک توانایی فوق العاده است. به نظر من سیستم های الکترونیکی قدرت و کنترل که در طراحی آنها دخیل است جالب است ، بنابراین من خودم را ساختم. این گزارش آنچه را که آموخته ام به اشتراک می گذارد و نحوه انجام کارها را مستند می کند. من به هر نظری که می خواهم علاقه مند باشم (غیر از نظرات مربوط به عدم خرابی در برق اصلی).

همه مفاهیم مقیاس پذیر هستند ، اما قبل از اشباع سلف های فیلتر ، این تنظیم حداکثر توان 40 وات داشت. جریان خروجی سینوسی با THD <5٪ بود.

نرم افزار را در GitHub من ببینید

تدارکات

• من از برد توسعه STM32F407 استفاده کردم. این فرکانس با سرعت 168 مگاهرتز کار می کند و دارای 3 ADC داخلی است که قادر به وضوح 12 بیت با بیش از 2.4 MSPS (میلیون نمونه در ثانیه) هر کدام هستند. این دیوانه کننده است!
• من از برد توسعه DRV8301 استفاده کردم. این یک پل 60 ولت H-Bridge به همراه درایورهای لازم دروازه ، شنت های فعلی و تقویت کننده های شنت فعلی را در خود جای داده است. فوق العاده زیبا!
• من از ترانسفورماتور 230-25v toroidal با 2 شیر خروجی استفاده کردم. این بدان معناست که من مجبور نیستم مستقیماً ولتاژ اصلی تولید کنم بلکه می توانم در عوض با حداکثر ولتاژ 40 ولت کار کنم. بسیار امن تر!
• من مقدار زیادی سلف و خازن را به هم وصل کردم تا مقادیر L و C مورد نظر برای فیلتر را بدست آورم.
• اسیلوسکوپ و پروب دیفرانسیل برای پروژه ای مانند این کلیدی است. من پیکوسکوپ دارم

مرحله 1: قدرت اصلی چیست؟

آنچه در یک پریز برق (در انگلستان) دریافت می کنید یک سیگنال سینوسی 50Hz 230v RMS با امپدانس بسیار پایین است. چند نکته در این باره باید گفت:

50Hz - فرکانس شبکه بسیار دقیق در 50Hz حفظ می شود. این کمی تغییر می کند اما 90 the مواقع بین 49.9-50.1Hz است. اینجا را ببین. می توانید تصور کنید که همه مولدهای عظیم در نیروگاه های برق بالا و پایین کشور به طور هماهنگ در حال چرخش هستند. آنها به طور همزمان می چرخند و برای ما سیگنال سینوسی 50 هرتزی تولید می کنند. اینرسی چرخشی عظیم آنها به کند شدن یا افزایش سرعت نیاز دارد.

از لحاظ تئوری ، اگر بار عظیمی به شبکه متصل شود ، سرعت تولید ژنراتورهای کشور کاهش می یابد. با این حال ، در پاسخ ، بچه های دفتر کنترل شبکه ملی از نیروگاه ها می خواهند دیگهای بخار خود را استوک کنند ، حرارت را افزایش دهند و این ژنراتورها را وادار کنند تا با تقاضا همگام شوند. بنابراین عرضه و تقاضا در رقص مداوم با یکدیگر هستند.

یک نکته دیگر در مورد سیگنال 50 هرتز باید بگویم. اگرچه فرکانس آن در حدود 50 هرتز بسیار اندک است ، اما بچه ها مطمئن می شوند که فرکانس متوسط در طول روز دقیقاً 50 هرتز است. بنابراین اگر شبکه به مدت 10 دقیقه روی 49.95 هرتز باشد ، مطمئن می شوند که بعداً در 50.05 هرتز کار می کند تا تعداد دقیق چرخه ها را به 50 هرتز * 60 ثانیه * 60 دقیقه * 24 ساعت = 4 ، 320 ، 000/روز برساند. آنها این کار را دقیقاً با استفاده از زمان اتمی بین المللی انجام می دهند. بنابراین لوازم خانگی ، اداری و صنعتی می توانند از فرکانس شبکه برای حفظ زمان استفاده کنند. این کار معمولاً با تایمر سوکت مکانیکی انجام می شود.

230v - این ولتاژ RMS (Root Mean Square) سیگنال 50 هرتز است. سیگنال واقعی تا اوج 325 ولت متغیر است. این مهم است که بدانید زیرا اگر در حال ساخت اینورتر هستید ، اگر می خواهید جریان را به دوشاخه ها وارد کنید ، باید ولتاژهای زیادی تولید کنید.

در واقع ، ولتاژهایی که در یک دوشاخه در خانه شما مشاهده می شود کاملاً متغیر است. این به دلیل افت ولتاژ در مقاومت سیمها ، اتصالات ، فیوزها ، ترانسفورماتورها و غیره است. مقاومت در همه جا وجود دارد. اگر دوش برقی را با 11 کیلووات (50 آمپر آمپر) روشن کنید ، مقاومت حتی 0.2 اهم را برای شما 10 ولت کاهش می دهد. ممکن است این را در حالی مشاهده کنید که چراغ ها تا این حد کم نور می شوند. موتورهای بزرگ ، مانند موتورهای شناور ، جریانهای عظیمی را در حالی که موتور به سرعت می رسد ، می کشند. بنابراین اغلب هنگام روشن کردن چراغ ها ، یک سوسو زدن جزئی از آنها را مشاهده می کنید.

نکته من این است که ولتاژ اصلی بسیار متغیرتر است. در انگلستان باید 230 ولت با تحمل +10//-6 باشد. با روشن/خاموش شدن بارهای زیاد در اطراف ، می توانید انتظار تغییرات و نوسانات ناگهانی را داشته باشید. به خشک کن ، کتری ، کوره ، هوور و غیره فکر کنید.

سینوسی - سیگنال باید یک موج سینوسی تمیز خوب باشد اما در واقع برخی از وسایل غیر خطی قدرت خود را از نقاط خاصی در چرخه موج سینوسی می سوزانند. این باعث ایجاد اعوجاج می شود و به همین دلیل سیگنال یک موج سینوسی کامل نیست. بارهای غیر خطی معمولاً شامل منبع تغذیه کامپیوتر ، چراغهای فلورسنت ، شارژرها ، تلویزیونها و غیره است.

اعوجاج هارمونیک کلی (THD) این را در شکل موج تعیین می کند. برای تمیز بودن خروجی اینورتر مقرراتی وجود دارد. اگر نتواند سیگنال تمیز کافی تولید کند ، برای فروش تأیید نمی شود. این مهم است زیرا محتوای هارمونیک در شبکه ، کارایی برخی از دستگاه های متصل به آن (به ویژه هارمونیک های عجیب و غریب) را کاهش می دهد. من معتقدم حداکثر THD مجاز 8 است

امپدانس پایین - وقتی به اینورتر کراوات شبکه فکر می کنید این مهم است که باید در نظر گرفته شود. انواع بارهای متصل به شبکه اصلی شامل بارهای القایی ، مقاومتی و گاها خازنی وجود دارد. بنابراین امپدانس ناشناخته و قابل تغییر است. مقاومت بسیار کوچک است ، اگر بار زیاد جریان را وصل کنید ، ولتاژ اصلاً کاهش نمی یابد.

مرحله 2: نحوه وارد کردن قدرت به شبکه

برای وارد کردن قدرت به شبکه ، ما باید سیگنالی را سنتز کنیم که دقیقاً با فرکانس و فاز شبکه مطابقت داشته باشد ، اما ولتاژ آن کمی بیشتر باشد.

به دلیل مقاومت کم شبکه ، نمی توان دقیقاً تشخیص داد که این ولتاژ چقدر بیشتر است. و با نوسان ولتاژ RMS ما باید اطمینان حاصل کنیم که با آن نوسان داریم. فقط تولید یک سیگنال ولتاژ ثابت 50 هرتزی کمی بالاتر از ولتاژ اصلی کار نمی کند!

PI کنترل جریان خروجی

آنچه ما نیاز داریم یک حلقه کنترلی است که به وسیله آن جریان لحظه ای را که به داخل شبکه فشار می دهیم اندازه گیری می کنیم و ولتاژ خروجی خود را به طور خودکار تنظیم می کنیم تا جریان مورد نظر ما را هدایت کند. این امر به طور م outputثر خروجی ما را به منبع فعلی (به جای منبع ولتاژ) تبدیل می کند که بیشتر برای ایجاد امپدانس های کم مناسب است. ما می توانیم با استفاده از یک حلقه کنترل PI (Proportional Integral) به این هدف برسیم:

حلقه های کنترل PI فوق العاده هستند! آنها 3 قسمت دارند:

• مقدار اندازه گیری شده - جریانی که ما در شبکه برق قرار می دهیم
• نقطه شروع - جریانی که می خواهیم به شبکه اصلی فشار بیاوریم
• خروجی - ولتاژ سیگنال برای تولید

هر بار که ما الگوریتم PID را فرا می خوانیم ، جدیدترین اندازه گیری فعلی و نقطه تنظیم مورد نظر را عبور می دهیم. یک عدد دلخواه (متناسب با ولتاژ خروجی برای تولید) برمی گرداند.

الگوریتم کنترل PID ما به ما اجازه می دهد تا جریان خروجی مورد نظر خود را در هر لحظه انتخاب کنیم. برای تولید جریان خروجی سینوسی 50 هرتز ، ما باید به طور مداوم جریان درخواستی خود را به صورت سینوسی تغییر دهیم.

الگوریتم PID هر 100us (معادل 200 بار در هر چرخه 50Hz) نامیده می شود. هر بار که نامیده می شود می تواند مستقیماً ولتاژ خروجی را تنظیم کرده و بنابراین جریان خروجی را به طور غیر مستقیم تنظیم کند. در نتیجه ما یک خروجی پله ای مشابه آنچه در تصویر نشان داده شده است تولید می کنیم و هر مرحله در هر 100 درجه اتفاق می افتد. این وضوح کافی را ارائه می دهد.

کنترل پیشرو

ما می توانیم حجم کار کنترل کننده PI را با افزودن یک کنترل کننده پیشخوان نیز به میزان زیادی کاهش دهیم. این آسان است! ما ولتاژ خروجی تقریبی را که باید تولید کنیم (همانند ولتاژ لحظه ای شبکه) می دانیم. سپس می توان کنترل کننده PI را برای افزودن ولتاژ اضافی کوچک مورد نیاز برای هدایت جریان خروجی رها کرد.

به تنهایی کنترل کننده پیشخوان ولتاژ خروجی اینورتر را با ولتاژ شبکه مطابقت می دهد. اگر ما به اندازه کافی خوب مطابقت داشته باشیم ، هیچ جریانی نباید جریان یابد. بنابراین کنترل پیشخوان 99 درصد کنترل خروجی را انجام می دهد.

با توجه به مقاومت کم شبکه ، هرگونه تفاوت در ولتاژ خروجی FF و ولتاژ شبکه منجر به جریان زیاد می شود. بنابراین یک مقاومت بافر 1 اهم را بین اینورتر و شبکه اضافه کردم. این باعث ایجاد ضرر می شود ، اما در طرح بزرگ بسیار کوچک است.

مرحله 3: تولید ولتاژ خروجی با استفاده از PWM

اگرچه ما به طور غیر مستقیم جریان خروجی را کنترل می کنیم ، اما یک ولتاژ خروجی است که در هر لحظه تولید می کنیم. ما از PWM (مدولاسیون عرض پالس) برای تولید ولتاژ خروجی خود استفاده می کنیم. سیگنالهای PWM را می توان به راحتی توسط میکروکنترلرها تولید کرد و می توان آنها را با استفاده از H-Bridge تقویت کرد. آنها شکل موج ساده ای هستند که با 2 پارامتر ، فرکانس F و چرخه وظیفه D مشخص می شوند.

شکل موج PWM بین 2 ولتاژ تغییر می کند ، در مورد ما 0v و Vsupply

• با D = 1.0 شکل موج PWM در Vsupply به سادگی DC است
• با D = 0.5 ، یک موج مربعی با ولتاژ متوسط 0.5 x Vsupply دریافت می کنیم (یعنی D x Vsupply)
• با D = 0.1 ، یک شکل موج پالسی با میانگین دوره 0.1 V Vsupply دریافت می کنیم
• با D = 0.0 ، خروجی یک خط مسطح است (DC در 0v)

ولتاژ متوسط چیزی است که مهم است. با یک فیلتر پایین گذر می توانیم همه چیز را جز جزء متوسط DC حذف کنیم. بنابراین با تغییر چرخه وظیفه PWM D ، ما قادر به ایجاد هرگونه ولتاژ DC دلخواه هستیم. شیرین!

استفاده از H-Bridge

H-Bridge از 4 عنصر سوئیچینگ تشکیل شده است. اینها می توانند BJT ، MOSFET یا IGBT باشند. برای تولید نیمه اول (0 تا 180 درجه) موج سینوسی ، مرحله B را با خاموش کردن Q3 و روشن کردن Q4 (یعنی اعمال PWM با D = 0) پایین تنظیم می کنیم. سپس PWMing خود را در فاز A انجام می دهیم. در نیمه دوم ، که VAB منفی است ، فاز A را پایین می آوریم و PWM خود را به فاز B اعمال می کنیم. این به عنوان سوئیچینگ دوقطبی شناخته می شود.

MOSFET های موجود در پل H باید توسط راننده دروازه هدایت شوند. این یک موضوع خاص خود است ، اما یک تراشه ساده می تواند از آن مراقبت کند. برد DRV8301 dev به راحتی H-Bridge ، درایورهای دروازه و شنت های فعلی را برای ما قرار می دهد که این پروژه را بسیار آسان تر می کند.

مرحله 4: اندازه گیری جریان

هر پایه H-Bridge دارای مقاومت شنت و تقویت کننده دیفرانسیل است. شنت ما 0.01 اهم است و تقویت کننده های ما برای افزایش 40 تنظیم شده است. بنابراین 1 آمپر 10mV در سراسر شنت ایجاد می کند که متعاقباً به 400mV تقویت می شود.

خروجی های تقویت کننده های شنت توسط ADC های 12 بیتی در STM32F407 که در حالت تبدیل پیوسته کار می کنند ، خوانده می شود. ADC ها طوری تنظیم شده اند که از هر شنت 110KSPS نمونه بگیرند و کنترل کننده DMA به طور خودکار تبدیل ها را به یک بافر دایره ای 11 کلمه ای در RAM می نویسد. هنگامی که اندازه گیری فعلی مورد نیاز است ، یک تابع را فرا می خوانیم که مقدار متوسط این بافر 11 کلمه ای را برمی گرداند.

از آنجا که ما در هر تکرار PID (در 10 کیلوهرتز) اندازه گیری های جاری را درخواست می کنیم ، اما بافرهای ADC 11 کلمه ای خود را با نرخ 110 کیلوهرتز پر می کنیم ، باید در هر تکرار PID داده های کاملاً جدیدی دریافت کنیم. دلیل استفاده از فیلتر میانی این است که تغییر PWM می تواند سنبله هایی را به مخلوط وارد کند و فیلترهای میانی نمونه های جعلی ADC را به طور موثری از بین می برد.

نکته مهمی که باید در اینجا بیان شود: از کدام پایه H-Bridge برای اندازه گیری های فعلی استفاده می کنیم؟ خوب بستگی دارد که ما در حال حاضر PWMing کدام پا هستیم و کدام پایین است. پایه ای که می خواهیم جریان خود را از آن اندازه بگیریم پایین است ، زیرا جریان همیشه از طریق مقاومت شنت در آن طرف جریان دارد. در مقایسه ، در طرف PWMed ، هنگامی که MOSFET سمت بالا روشن است و سمت پایین خاموش است ، هیچ جریانی در شانت سمت پایین جریان نمی یابد. بنابراین ، ما بر اساس قطب خروجی اینورتر ، روی کدام پایه اندازه گیری جریان می کنیم. این را به وضوح در تصویر مشاهده می کنید ، که خروجی یکی از تقویت کننده های شنت را در یک دوره نشان می دهد. بدیهی است که ما می خواهیم در طول بیت روان قرائت کنیم.

برای کمک به اشکال زدایی قرائت های فعلی ما. من مبدل دیجیتال به آنالوگ را روی STM32F407 تنظیم کردم. من قرائت های فعلی را که دریافت می کردم نوشتم و خروجی را محدود کردم. شما می توانید این را در تصویر نهایی مشاهده کنید ، آبی ولتاژ در مقاومت بافر خروجی (یعنی جریان خروجی/1.1 اهم) و سیگنال قرمز خروجی DAC ما است.

مرحله 5: فیلتر کردن خروجی

فیلتر خروجی بخش مهمی از طراحی است. ما به این ویژگیها از آن نیاز داریم:

1. همه سوئیچ های فرکانس بالا را مسدود کنید اما سیگنال 50 هرتز را ارسال کنید
2. تلفات کم
3. نه برای طنین انداز شدن!
4. برای مقابله با جریانها و ولتاژهای درگیر

تبدیل چهارگانه یک سیگنال PWM با فرکانس F ، چرخه وظیفه D ، بین 0 - ولتاژ Vsupply: (D x Vsupply) + امواج سینوسی در فرکانس اساسی F ، و هارمونیک ها پس از آن

این درخشان است! این بدان معناست که اگر سیگنال PWM خود را از طریق یک فیلتر کم گذر قرار دهیم که پایه PWM و همه موارد بالا را مسدود می کند. ما فقط با اصطلاح ولتاژ DC باقی مانده ایم. با تغییر چرخه وظیفه ، ما می توانیم به راحتی هر ولتاژی را که می خواهیم بین 0 - Vsupply تولید کنیم.

بر اساس ویژگی های مورد نظر در بالا می توانیم فیلتر خروجی را طراحی کنیم. ما برای جلوگیری از تلفات به یک فیلتر کم گذر ساخته شده با حداقل مقاومت نیاز داریم. بنابراین ما فقط از سلف و خازن استفاده می کنیم. اگر یک فرکانس طنین بین 1 - 2KHz را انتخاب کنیم ، از تشدید جلوگیری می کنیم زیرا هیچ سیگنالی را در نزدیکی آن فرکانس تزریق نمی کنیم. در اینجا طراحی فیلتر ما وجود دارد. ما خروجی خود را به عنوان ولتاژ C1 در نظر می گیریم.

با انتخاب L1 = L2 = 440uH ، C1 = 8.4uF فرکانس تشدید 1.85 کیلوهرتز را محاسبه می کنیم. اینها نیز مقادیر واقعی اجزا هستند.

بسیار مهم است که مطمئن شویم سلف ما با جریاناتی که ما انتظار داریم شروع به اشباع نمی کند. سلف هایی که استفاده کرده ام دارای جریان اشباع 3A هستند. این عامل محدود کننده قدرت خروجی مدار ما خواهد بود. درجه ولتاژ خازن نیز مهم است که باید در نظر گرفته شود. من از سرامیک 450 ولت استفاده می کنم که در این مورد بسیار زیاد است!

نمودار bode (برای مقادیر کمی متفاوت از L/C) با استفاده از LTspice ایجاد شده است. این ضعف ناشی از فرکانس های ورودی مختلف را به ما نشان می دهد. ما می توانیم فرکانس تشدید را در 1.8 کیلوهرتز به وضوح ببینیم. این نشان می دهد که سیگنال 50 هرتز تقریباً کاملاً تقلبی نیست در حالی که می توانم به شما بگویم سیگنال 45 کیلوهرتز با 54 دسی بل ضعیف شده است!

بنابراین بیایید فرکانس حامل PWM خود را ~ 45KHz انتخاب کنیم. با انتخاب فرکانس های حامل PWM بالاتر ، می توان فرکانس فیلتر را بیشتر کرد. این خوب است زیرا مقدار L و C را کوچکتر می کند. این به معنی اجزای کوچکتر و ارزان تر است. نکته منفی این است که فرکانس های سوئیچینگ PWM بیشتر باعث کاهش بیشتر در سوئیچ های ترانزیستور می شود.

مرحله 6: همگام سازی فاز و فرکانس

همگام سازی با فاز و فرکانس شبکه چیزی است که اینورتر کراوات شبکه را می سازد. ما از پیاده سازی دیجیتال PLL (Phase Locked Loop) برای دستیابی به ردیابی فاز دقیق سیگنال اصلی استفاده می کنیم. ما این کار را با:

1. نمونه برداری از ولتاژ اصلی
2. تولید یک سیگنال سینوسی محلی 50 هرتزی از خود ما
3. مقایسه فاز بین سیگنال محلی و سیگنال اصلی
4. تنظیم فرکانس سیگنال محلی تا زمانی که اختلاف فاز بین 2 سیگنال صفر باشد

1) نمونه برداری از ولتاژ اصلی

ما یک کانال ADC سوم را برای خواندن ولتاژ خط پیکربندی می کنیم. این را با ولتاژ تقسیم شیر ترانسفورماتور مطابق شکل دریافت می کنیم. این یک ولتاژ مقیاس پذیر متغیر در حدود 1.65 ولت را ارائه می دهد که دقیقاً نشان دهنده ولتاژ شبکه است.

2) تولید یک سیگنال سینوسی محلی 50 هرتزی تولید موج سینوسی محلی خود 50 هرتزی آسان است. ما یک جدول جستجو با 256 مقدار سینوسی ذخیره می کنیم. مقدار سینوسی شبیه سازی شده ما به راحتی با استفاده از یک شاخص جستجو که به طور تدریجی در جدول می چرخد به دست می آید.

برای بدست آوردن سیگنال 50 هرتز ، باید شاخص خود را دقیقاً با نرخ مناسب افزایش دهیم. یعنی 256 در 50 هرتز = 12 ، 800/ثانیه. ما این کار را با استفاده از timer9 با فرکانس 168 مگاهرتز انجام می دهیم. با انتظار 168 مگاهرتز/12800 = 13125 تیک ساعت ما شاخص خود را با نرخ مناسب افزایش می دهیم.

3) مقایسه فاز بین سیگنال محلی و سیگنال اصلی این قسمت جالب است! اگر حاصلضرب cos (wt) x sin (wt) را در 1 دوره یکپارچه کنید ، نتیجه صفر است. اگر اختلاف فاز چیزی غیر از 90 درجه باشد ، یک عدد غیر صفر دریافت می کنید. از نظر ریاضی:

انتگرال [Asin (t) x Bsin (t + φ)] = Ccos (φ)

این عالی است! این به ما امکان می دهد سیگنال اصلی ، sin (ωt) را با سیگنال محلی خود ، sin (+t + φ) را مقایسه کرده و مقداری را بدست آوریم.

با این حال ، یک مسئله وجود دارد که باید مورد توجه قرار گیرد: اگر می خواهیم سیگنال های ما در مرحله باقی بمانند ، ما باید فرکانس محلی خود را تنظیم کنیم تا حداکثر مقدار Ccos (φ) حفظ شود. این خیلی خوب کار نمی کند و ردیابی فاز ضعیفی خواهیم داشت. این به این دلیل است که d/dφ ɑcos (φ) 0 در φ = 0 است. این بدان معناست که عبارت Ccos (φ) با تغییرات فاز تغییر چندانی نخواهد داشت. فرقی میکنه؟

خیلی بهتر است که سیگنال شبکه نمونه برداری شده را 90 درجه به صورت مرحله ای تغییر دهیم تا به cos (ωt + φ) تبدیل شود. سپس این را داریم:

انتگرال [Asin (t) Bcos (t + φ)] = Csin (φ)

معرفی یک تغییر فاز 90 درجه آسان است ، ما فقط نمونه های ولتاژ ADC اصلی خود را در یک سر یک بافر قرار می دهیم و بعداً تعدادی از نمونه ها را که مربوط به تغییر فاز 90 درجه است ، بیرون می آوریم. از آنجا که فرکانس شبکه به سختی از 50 هرتز متغیر است ، یک تکنیک تاخیر زمانی ساده فوق العاده عمل می کند.

ما در حال حاضر سیگنال اصلی 90 درجه ای تغییر مکان خود را با سیگنال محلی خود ضرب می کنیم و یک انتگرال در حال اجرا از محصول را در دوره گذشته (یعنی در 256 مقدار گذشته) حفظ می کنیم.

اگر 2 سیگنال دقیقاً 90 درجه از هم فاصله داشته باشند نتیجه ای که می دانیم صفر خواهد بود. این فوق العاده است زیرا تغییر فازی را که به سیگنال اصلی اعمال کرده ایم لغو می کند. فقط برای روشن شدن ، به جای به حداکثر رساندن عبارت انتگرالی ، ما سعی می کنیم آن را صفر نگه داریم و در حال تغییر فاز سیگنال اصلی خود هستیم. تغییرات فاز 90 درجه ای که توسط این 2 تغییر ایجاد می شود ، یکدیگر را لغو می کند.

بنابراین اگر Integral_Result <0 بدانیم باید فرکانس نوسان ساز محلی خود را افزایش دهیم تا آن را در فاز اصلی برقرار کنیم و بالعکس.

4) تنظیم فرکانس سیگنال محلی این بیت آسان است. ما به سادگی دوره بین افزایش از طریق شاخص خود را تنظیم می کنیم. ما محدود می کنیم که چقدر سریع می توانیم اختلاف فاز را در اصل با فیلتر کردن موارد جعلی تصحیح کنیم. ما این کار را با استفاده از کنترل کننده PI با اصطلاح بسیار کوچک I انجام می دهیم.

و بس ما نوسان ساز موج سینوسی محلی خود را (که نقطه تنظیم جریان خروجی را تنظیم می کند) قفل کرده ایم تا با ولتاژ اصلی فاز داشته باشد. ما یک الگوریتم PLL را پیاده سازی کرده ایم و مانند یک رویا عمل می کند!

افزایش فرکانس نوسان ساز محلی ما همچنین باعث کاهش تغییر فاز روی سیگنال اصلی می شود. از آنجا که ما تنظیم فرکانس را به +/- 131 تیک (+/- ~ 1٪) محدود می کنیم ، حداکثر بر تغییر فاز +/- 1 درجه تأثیر می گذاریم. این امر در حالی که مراحل همگام سازی می شوند ، اصلاً اهمیتی نخواهد داشت.

از لحاظ تئوری اگر فرکانس اصلی بیش از 0.5Hz منحرف شود ، قفل فاز خود را از دست می دهیم. این به دلیل محدودیت فوق در مورد میزان تنظیم فرکانس نوسان ساز محلی است. اما این اتفاق نمی افتد مگر اینکه شبکه در شرف خرابی باشد. به هر حال حفاظت ضد جزیره ای ما در این مرحله آغاز می شود.

ما در هنگام راه اندازی یک تشخیص عبور صفر را انجام می دهیم تا تمام تلاش خود را برای شروع سیگنال ها بصورت فاز از حالت افست انجام دهیم.

مرحله 7: ضد جزیره سازی

ویکی پدیا یک مقاله فوق العاده در مورد جزیره سازی و تکنیک های ضد جزیره سازی دارد. همچنین دلالت بر این دارد که وقتی در مورد این موضوع صحبت می شود ، مردم بیش از حد لازم صدای خش خش می زنند و تکان می دهند. "اوه ، شما نمی توانید اینورتر کراوات شبکه خود را بسازید ، فردی را می کشید و غیره و غیره."

همانطور که در مقاله ویکی پدیا بهتر توضیح داده شده است ، ما از چند نکته ایمنی استفاده می کنیم که با هم حفاظت کافی را ارائه می دهند (به نظر من):

1. زیر/بیش از حد ولتاژ
2. فرکانس زیر/بیش از حد

ما می توانیم این موقعیت ها را به سادگی با تجزیه و تحلیل ولتاژ اصلی مقیاس شده نمونه تشخیص دهیم. اگر چیزی از بین رفت ، پل H را غیرفعال کنید و منتظر بمانید تا همه چیز به حالت عادی برگردد.